单片机ADC采集机理层面详细分析（二）

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二、ADC采样原理

2.1 数据对齐

针对GD32F303分析，对于规则组：

将转换的数据可以在寄存器中配置为右对齐或者左对齐，就是将没有填充的数据填充0。右对齐就是高位补充为0，这是因为数据最先存放的位置就是低位，那么数据没有那么多，就只能填充0。同理左对齐就是低位补充为0，原理也是如此。

在日常开发中通常使用的都是规则组转换，数据右对齐。

这里其实有一个疑问就是左对齐和右对齐有什么区别吗？或者说应该在什么应用场景应用什么对齐方式？

• 先说左对齐，因为我相信大多数情况下都是使用右对齐，对应的左对齐就是少数，那么我们就先分析什么时候使用左对齐。

• 左对齐​：适合高性能应用​（如实时控制、过采样），或需高效数据截断的场景。

  • 例如：

  • 高位数据快速访问：​适用于需要快速比较或阈值判断的场景。例如，若设定阈值为满量程的50%，左对齐时可直接比较寄存器高8位（如 0x80 代表2048），无需读取完整12位数据。

  • 兼容8位系统：在8位总线或外设（如某些DAC）中，可直接使用寄存器高字节作为有效数据，减少数据传输量。

  • 简化高分辨率应用：若后续使用过采样技术（如16位精度），左对齐可为高位扩展预留空间。

场景​	​推荐对齐方式​	​原因​
常规电压测量	右对齐	直接获取0~4095的原始值，计算电压更直观。
高速阈值比较（如看门狗）	左对齐	直接比较寄存器高8位，减少实时计算开销。
过采样至16位精度	左对齐	保留高位空间，便于累加和移位操作。
8位数据总线通信	左对齐	高字节即为有效数据，无需额外处理。

• ​右对齐​：优先用于通用场景，简化代码逻辑，避免额外操作。

12位分辨率参考电压3.3V，能分辨输入电压变化最小值0.81mv。 针对这句话我们要详细分析一下：

3.3V/2^12=0.81mv 能分辨输入电压变化最小值。

因为是12位的分辨率，那就是说明有4095中可能，因此就是3.3V除以4095可能，得到的就是每一种可能表示的最小电压，这就是模数转化，将模拟信号转换为数组信号。

为什么是4095不是4096这是因为12位的分辨率表示的是0~4095，因此就只能使用4095这个数作为除数。

分辨率的大小，就是代表了ADC的精度，分辨率越高，就意味着能识别的最小电压是多少，也就是说一些微弱的电压都能被我们的ADC给采集到。

也就是之前在本科阶段，某一天晚上老师所讲的可能精度问题，曾经有一位学长做到了温度传感器很精准的温度读取，就是模拟信号转换为数字信号。

这个问题暂时先保留这，等接下来分析完以后再简单分析该问题。

2.2 采样原理

ADC有一个很重要的指标：转换时间。

ADC采样步骤：

• 1、采样

• 2、保持

• 3、量化

• 4、编码

ADC的总转换时间就是：采样时间+12.5个ADC周期

采样时间：可以理解为采样和保持步骤，采样时间是1.5个周期（GD32F303）。

12.5个ADC周期：可以理解为量化和编码步骤消耗的时间。

并且ADC的时钟频率（ADCCLK）需要从系统时钟树中单独配置，且其来源和分频方式会直接影响ADC的转换时间和精度。关于时钟树其实也只是知道概念，因为这个地方是芯片内部的暂时还是没有精力去研究明白。（留坑—时钟树解读）

• 若系统时钟为72MHz，选择6分频：ADCCLK = 72MHz / 6 = 12MHz。

• 若需更高ADCCLK（如30MHz），需降低分频比（如PCLK2=60MHz时选择2分频）或提升PCLK2频率。

关键限制​：ADCCLK最大频率一般为14MHz​（STM32F1系列），超频可能导致精度损失（如12位精度降至10位）。

而本文的GD32F303芯片的ADC频率ADCCLK 是30MHZ，根据该ADC时钟频率就可以算出一个ADC时钟周期是多少。结果是：（1/30MHZ）= （1/30）us

然后总的周期消耗是14周期，那么最终的时间就是（14/30）us=0.467us。

2.2.1 采样频率对精度影响分析

采样频率的又分为ADC低时钟频率频率和ADC时钟高频率。

ADC低时钟频率

低时钟频率通俗易懂，就是反应迟钝，这个很好理解，太慢了就会导致信号采集不到，从而丢失有效信息，并且还会使系统性能下降及噪声敏感度增加。

这里不做太多深入理解，只是针对部分影响做简要说明

1、采样率下降与实时性损失

• 转换时间延长​
  ADC总转换时间 Tconv​=采样周期+12.5×TADCCLK​。若ADCCLK过低（如1MHz），即使最短采样时间（1.5周期），单次转换也需14μs，采样率仅71kSPS，难以捕捉快速变化信号（如音频突变、传感器瞬态响应）。

• ​多通道系统瓶颈​
  扫描模式下，N个通道总时间 Ttotal​=N×Tconv​。例如10通道采样时，若ADCCLK=1MHz，总延迟可达140μs，导致数据同步失效。

2、混叠失真与频谱污染

1. 违反奈奎斯特采样定理​
   当采样率 fs​<2fmax​（信号最高频率）时，高频分量会混叠到低频带，造成信号畸变。例如，100kHz信号用150kSPS采样时，混叠分量会干扰真实频谱。

2. ​虚假信号生成​
   混叠效应在频谱中表现为非真实的低频谐波，导致误判。如电机振动监测中，高频噪声混叠可能被误诊为机械故障。

3、噪声敏感性增强

• 热噪声主导误差​
  低频采样时，转换时间延长，ADC内部热噪声积累更显著，降低有效位数（ENOB）。例如14位ADC在1MHz时钟下，ENOB可能降至10-11位。

• ​电源噪声耦合​
  长转换周期使ADC更易受电源纹波及数字开关噪声影响，信噪比（SNR）下降。尤其在高精度传感器（如电子秤）中，噪声可能导致读数漂移。

4、系统级问题

• 动态响应迟滞​
  控制系统（如电机调速）依赖实时反馈。若ADC采样率不足，控制器无法及时响应扰动，引发振荡或失控。

• ​资源利用率低下​
  为补偿低速ADC，常需启用过采样或软件滤波，增加CPU负载及功耗。在电池设备中，反而抵消了低采样率省电的优势。

• ​高频信号细节丢失​
  对宽带信号（如RF直接采样），欠采样会丢失高频信息。例如在软件无线电（SDR）中，低采样率导致频谱分辨率不足，无法解调高频调制信号。

危害类型​	​发生场景​	​后果​	​优化方向​
实时性损失	多通道扫描、高速控制	数据延迟、系统失稳	提升ADCCLK至芯片上限（如30MHz）
混叠失真	宽带信号采集（>0.5f_s）	频谱污染、误诊断	前置抗混叠滤波器（截止频率<0.5f_s）
热噪声积累	高精度测量（温度/压力传感）	ENOB下降、读数漂移	缩短采样时间 + 硬件屏蔽
动态响应迟滞	电机控制、电源闭环	控制振荡、效率降低	定时器触发 + DMA传输

低频ADCCLK或采样率不足的危害是系统性的：​实时性丧失引发控制失效，​混叠效应导致频谱污染，​热噪声积累降低精度，​资源冲突拖累整体性能。优化需硬件（抗混叠滤波、时钟提升）与软件（动态配置、过采样）协同，在速度、精度、功耗间取得平衡。对于关键应用（医疗仪器、工业控制），​始终优先满足奈奎斯特准则，避免低频采样成为系统瓶颈。

ADC高时钟频率

1、会造成：采样建立时间不足（核心原因）

采样电容充电原理​：ADC采样时，外部信号需通过输入阻抗（R_in）对内部采样电容（C_sample）充电至稳定电压。充电时间常数 τ = R_in × C_sample，需满足 ​t_采样 ≥ 5τ​ 才能将误差控制在0.5LSB以内。《在数字电路技术基础》第五版，闫石主编 清华大学电子学教研组这本书中P_545~546 有简单的说明。

高频时钟的压缩效应​：ADCCLK频率升高时，每个采样周期的时间窗口缩短。若采样时间不足（如配置为1.5个周期），电容电压未稳定即进入量化阶段，导致采样值偏离真实电压，表现为增益误差或非线性失真​。

• ADCCLK = 30MHz 时，1.5周期时间 = 50ns → ​勉强满足最小建立时间。

• ADCCLK = 60MHz 时，1.5周期时间 = 25ns → ​严重不足，误差可能超3LSB。

2、电源与参考电压噪声放大​

• ​瞬态电流冲击​：高频转换时，ADC内部电容网络（如CDAC）在量化阶段频繁切换，瞬间抽取大电流（可达数十mA）。若电源响应延迟，导致V_DD或V_REF产生电压毛刺​。

• ​去耦电容失效​：高频下电容的等效串联电感（ESL）形成阻抗，削弱高频噪声滤波能力。基准电压波动直接传递至比较器，引发DNL（微分非线性）误差​。

案例​：某12位ADC在30MHz ADCCLK下，V_REF纹波需＜0.5mV；若升至60MHz，相同去耦设计下纹波可能达2mV，导致ENOB从10.5位降至9位 。

3、时钟抖动（Jitter）的精度吞噬​

• ​采样时间不确定性​：时钟边沿抖动（Δt_jitter）会引入电压采样误差 ΔV = V_in × 2πf_in × Δt_jitter。输入信号频率（f_in）越高，抖动影响越显著。

• ​高频放大抖动效应​：ADCCLK频率越高，相同相对抖动（如0.1%）对应的绝对时间抖动越小，但信号斜率要求更苛刻。例如：

  • f_in = 100kHz时，10ns抖动引入误差≈0.1%；
  • f_in = 1MHz时，相同抖动导致误差≈1%。

高频ADCCLK通过压缩时间窗口提升速度，但采样建立不足、电源噪声、时钟抖动三大物理限制会显著降低精度。优化需硬件设计（电源/去耦）、时钟质量、软件策略（过采样/动态配置）​​ 多管齐下。实际设计时应根据信号带宽选择ADCCLK，而非盲目追求高频——速度提升是线性的，精度损失却可能是指数级的。

关于误差的一点好奇

最低有效位（LSB）​​ 是定义分辨率和量化误差的核心参数。

$$\mathrm{LSB}=\frac{\text{满量程电压（FSR）}}{2^N}$$

12位 ADC，FSR = 5V 时

$$\mathrm{LSB}=\frac{5\mathrm{V}}{2^{12}}=\frac{5}{4096}\approx 0.00122\mathrm{V}=1.22\mathrm{mV}$$
此时，ADC 可分辨的最小电压变化为 ​1.2mV，小于此值的电压变化无法被量化。

当模拟输入电压变化达到或超过 1 LSB 时，ADC 的输出数字码才会发生变化。这句话其实是不准确的，以下会说明：

假如LSB是1.22mV，但是我实际只有0.85mv，那不就是采集不到，或者识别不出来，这和将误差控制在0.5LSB有什么关系吗？

首先±0.5 LSB误差控制的本质含义：

• 定义​：±0.5 LSB表示ADC的转换结果与真实模拟值之间的最大偏差不超过半个最小量化单位。

  • 若LSB=1.22mV，则±0.5 LSB对应最大允许误差为±0.61mV。

• ​目标​：确保ADC的线性度和准确性，避免因非线性失真（如DNL、INL）导致转换结果系统性偏离。

• ​关键指标​：

  • ​DNL（微分非线性）​​：相邻码的跳变点偏差需≤±0.5 LSB，否则会丢失某些编码（失码）。

  • ​INL（积分非线性）​​：整体转换曲线与理想直线的偏差需≤±0.5 LSB，保证大范围测量的线性度。

​示例​：理想ADC在输入1.22mV时应输出码字1，实际ADC若误差为+0.5 LSB，则输出码字1的范围可能是0.61mV~1.83mV（仍能正确输出1）。相当于有了更多的冗余空间。

在ADC（模数转换器）中，​误差控制在±0.5 LSB​ 是指ADC的转换精度（如DNL、INL等静态误差）被优化到最大偏差不超过0.5个最小量化单位。但这一指标 ​不改变ADC的基本量化特性——即每个输出码仍对应1 LSB宽度的输入电压范围。

输出数字码的确定原理​

• ​量化规则​：ADC的输出码由输入电压所在的区间决定。理想情况下：

  • 输入电压范围 ​0 ~ 0.61mV（0.5 LSB）​​ → 输出码 ​0​
  • 输入电压范围 ​0.61mV ~ 1.83mV（1.5 LSB）​​ → 输出码 ​1​
    （注：0.5 LSB是跳变点，1.5 LSB是下一个跳变点）

• ​**例子​：

  • LSB = 1.22mV → 0.5 LSB = 0.61mV
  • 输入电压 = 0.85mV，位于 ​0.61mV ~ 1.83mV​ 区间内
    → ​**理论输出码应为 1**​

尽管输入电压（0.85mV）已超过0.5 LSB（0.61mV），输出仍可能为 0，原因如下：

• ​偏移误差（Offset Error）​​：

  若ADC存在负偏移误差（例如 -0.3 LSB），实际跳变点会从0.61mV偏移至 ​0.61mV + (-0.3×1.22mV) = 0.244mV。此时：输入0.85mV > 0.244mV → 应输出 1。

• ​但若偏移误差为正值​（如 +0.3 LSB）：

  跳变点变为 ​0.61mV + (0.3×1.22mV) = 0.976mV。此时：输入0.85mV < 0.976mV → 输出仍为 0。

  • ​0 → 1 的跳变点​：0.61mV+0.366mV=0.976mV

  • ​1 → 2 的跳变点​：1.83mV+0.366mV=2.196mV

误差控制±0.5 LSB的意义​：

它确保偏移、增益等误差的累积效应不超过±0.5 LSB，使跳变点偏移被限制在±0.61mV内，但不改变ADC的最小分辨能力（1 LSB）​。

例如：若跳变点因误差从0.61mV偏移至1.0mV（仍在±0.5 LSB容忍范围内），则0.85mV输入仍低于跳变点 → 输出 0。 此误差就是偏移、增益等误差的**累积效应。

再多就不深入了解了。

个人认为不管是ADC低时钟频率还是高时钟频率都会产生影响，针对这些影响我们只需要先了解就行，并不需要太深入的理解，毕竟在开发过程中我们都是直接使用的，没有关注过具体实现细节。这些内容只是帮助我们知道我们在配置的时候应该注意什么，例如：始终优先满足奈奎斯特准则等关键性指标，至于其他的暂时只作为了解我觉得就够了。当然如果在追求一些高精度的信号采集，这些都是需要认真分析考虑的，通过这些情况分析那些事主要矛盾，那些是次要矛盾。

2.2.2 能否采样电流

还有一问题就是我们上述一直强调的是电压，也就是通过给一个基准比较电压，然后通过与采集电压进行比较，从而进行转换成数字信号，也就是12位分辨率，每一种可能代表一种电压值，12位分辨率就是表示一共有4095个情况，说白了就是将基准电压等分为4095份。但是在有些时候电流信号更容易输出，那这个时候怎么办？

​ADC（模数转换器）本身只能直接采集电压信号。

但电流可以通过间接方式转换为电压信号，再利用ADC进行采集。

电流范围​	​推荐方案​	​关键器件​	​精度优化措施​
<100mA	低端采样 + 运放放大	0.1%精度采样电阻	软件校准零点漂移
100mA~10A	高端采样 + 电流检测放大器	INA240, AD8418	差分输入抑制共模噪声
10A~200A	霍尔传感器	ACS758, LEM LAH 200-P	温度补偿算法
>200A 或交流大电流	电流互感器（CT）	锰铜合金互感器	开尔文连接减少接触电阻

思路就是转换的思想，通过一些办法将电流转换为对应的电压。

电流需通过采样电阻、霍尔传感器或互感器转为电压信号。

优先用低端采样 + 精密运放；大电流/隔离需求​：选霍尔传感器或互感器。

采样电阻精度、信号放大与滤波、温度补偿及软件校准。

2.3 采样原理详细分析

简单记录一下采样原理：

R_AIN 等效于信号源的输出阻抗。

存在外部一个信号源，当有一个信号过来的时候，MCU内部的我们通过闭合开关SW，通过一个采样电阻R_ADC ，在通过一个 C_ADC电容进行充电，这样充满电以后就说明此时刻的信号源表示的信号已经传递到了MCU内部。

信号源的电压信号是一个动态变化的。

这里面有一个问题MCU内部开关从闭合开关的时间和断开时间这一段时间是什么呢？
对应的就是采用时间周期，并且这个时间是可以设置的。

另外值得说明的是，这个给内部 C_ADC电容充电的过程就应该理解为是保持的过程，

以下是设置这个采样时间的设置：根据上图电容公式可知时间常数跟外部阻抗相关，因为内部的阻抗R_ADC和C_ADC是确定的跟信号源无关，所以根据公式可以看出，时间常数是跟外部阻抗R_AIN相关的。

表格代表的是40MHZ，外部阻抗和时间的关系。 该手册是芯片手册提供的。
采样时间周期是1.5，那么对应的采样时间是0.0375us(t_c) 周期和采样时间是已知的从而可以推测出外部的电阻应该是多少。

从这个公式可以分析出，我们希望两个数值尽可能相等，那就是要求时间常数越小越好，也就是电阻值越小，但是这就意味着我们可以计算出一个最大值，那就是0.15K欧。

如果超过这个数字，在该状态下，也就是SW开关抬起以后，电容并没有被充满电（没有和信号源数值保持一致），那就意味着采集的数值不准确。

跟我们的信号源的输出阻抗是强相关的，这也是为什么我们看到一些ADC的外围电路有电阻的原因，因为通过刚才的计算我们明确的可以知道，这是必须要的。如下图的热敏ADC采集电路。

举个例子：

假设锂电池电压为 24V，R2=1M 欧姆，R1=9M 欧姆，则进入ADC 通道的电压为2.4V，在 ADC 的采样范围之内，无谓功耗取电池电压除以 R1 与 R2 的和，此时浪费的额外无谓功耗仅为 2.4uA，看起来很美好，但我们来计算一下这个分压电路的输出阻抗，该电路的输出阻抗为 R1 与 R2 电阻的并联，结果为 0.9M 欧姆当采样周期设到最大值 239.5 个周期时，0.9M 欧姆会超过最大输入阻抗，由于采样时间无法配置为更大，此时 MCU 的 ADC 采样已无法做到精确采样了;

1、建议添加一个运放跟随电路，实现阻抗匹配

2、如果对于采样率没有要求的情况下，我们可以降低 ADC 的采样时钟变相提高采样时间来使得采样电容充电到正确电位;

3、在功耗要求可以放宽时，我们可以同比例缩小 R1，R2 这两个电阻，比如 R1=900k，R2 =100k，此时该分压电路的输出阻抗变为90k，配置合适的采样周期，能够满足 ADC 的阻抗要求。

接下来关于ADC采集还有一部分滤波内容，后续会整理出来，做一次系统分享，因为滤波涉及内容很多，暂时还没有完全整理出来。

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